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IGBT模塊結溫變化下的電磁干擾特性

作者:海飛樂技術 時間:2019-12-27 17:46

  由于IGBT模塊參數隨溫度變化,開關瞬變的波形也隨著溫度的變化而變化,電磁干擾、功率損耗等都與開關過程的瞬變波形有關。IGBT模塊在開通和關斷暫態過程產生的高電壓和電流變化率及由此帶來的電流電壓尖峰是電磁干擾的主要來源。通過監測IGBT模塊工作過程中的電磁干擾強度可以對評估器件的溫度提供有效參考。此處在研究IGBT模塊內部半導體的參數隨著溫度變化的基礎上,研究了開關過程中集電極電流峰值及其變化率,集射極電壓峰值及其變化率與溫度的關系,從而分析電磁干擾與溫度的關系,并進行實驗,討論了實驗結果。最后得到了IGBT結溫變化下的電磁干擾特性。
 
2. 結溫變化與電磁干擾分析
2.1 IGBT的結構與結溫特性
  IGBT是一種三端功率半導體器件,中高功率IGBT模塊常用的封裝方法是模塊封裝。模塊封裝技術由于內部芯片的焊接和鍵合線連接,器件可能會受到較大的熱阻,較低的功率密度和較高的故障率。圖1為標準IGBT模塊的層狀結構。

IGBT的層狀結構 
圖1 IGBT的層狀結構
 
  這種結構由幾層不同的材料組成。硅(Si)芯片被焊接在陶瓷基覆銅板(DCB)上,DCB襯底將Si芯片與底板絕緣,Si芯片的頂面與鋁(A1)鍵合線接觸。如圖1所示,IGBT模塊由具有不同熱膨脹系數(CTE)的各種材料組成。在工作過程中,結溫主要取決于IGBT和反并聯二極管(FWD)芯片的功率損耗以及熱擴散路徑的熱阻抗。IGBT器件結溫計算公式為:
計算公式1 
式中:Ploss為器件損耗;Tth為模塊結殼熱阻;Tc為殼溫。
  IGBT模塊損耗包括IGBT芯片與FWD的功率損耗。對于IGBT高效率和快速開關的要求伴隨著更高的功率水平,這樣會導致較大的開關損耗,使IGBT芯片溫度波動較大。芯片散發的熱量由上到下傳導至冷卻系統。鍵合線和芯片之間的熱膨脹系數不匹配會導致鍵合線裂紋甚至脫落。芯片與銅、銅與基板之間的CTE不匹配會導致焊料層疲勞。
 
2.2 結溫升離對1GBt開關過程的彩響
  IGBT的開關過程如圖2所示。
IGBT的開關過程 
圖2 IGBT的開關過程
  根據圖2分析溫度對開關過程的具體影響:在t1~t2階段,門射極電壓開始大于閾值電壓,IGBT導通,集電極電流開始上升。IGBT對溫度極為敏感,載流子濃度和遷移率等都隨結溫的變化而變化。根據本征流子濃度可以通過下式進行估算:
計算公式2 
式中:Nc,Nv為導帶和價帶的有效態密度;K為玻爾茲曼系數;T為絕對溫度;Wc為Si的禁帶寬度,禁帶寬度與溫度成負相關。
  由式(2)可知,隨著溫度的上升,本征載流子的濃度降低。影響載流子遷移率的兩種散射機理是電離雜質散射和晶格散射。室溫以上時,晶格散射是載流子主要的散射機理,載流子的遷移率與溫度具有如下關系:
計算公式3 
  可見,IGBT的載流子遷移率也隨著溫度的升高而降低,導致開通時間延長??紤]到集電極電流變化率隨溫度升高而降低和回路中的雜散電感,由式(4)可知,集射極的電壓跌落也隨著溫度上升而變得平緩。
計算公式4  
  在t2~t3階段,IGBT開通及二極管關斷過程中,溫度升高時二極管基區內部載流子復合量相比低溫時變大,導致從基區抽取的載流子數目相對減少,則二極管的反向恢復電流峰值IRM減小。開通集電極電流波形包含反并聯二極管和IGBT的動態特性,電流峰值由反并聯二極管的反向恢復電流形成。同上階段一致,集射極電壓變化率隨溫度的升髙而減小。
  在t3~t4階段,二極管恢復反向阻斷能力,二極管電流逐漸恢復至零,集射極電壓減小。由于開通時間的延長,該過程集電極電流變化率減小,集射集電壓變化率也減小。
  使用曲線追蹤儀測得開通過程中不同溫度下集電極電流和集射極電壓的曲線,如圖3A所示。
  T5~t8階段為IGBT的關斷過程。ts時刻,PWM信號變為低電平,開始關斷被測IGBT。
  IGBT關斷時需要消耗掉寬基區內存儲的過剩載流子,形成拖尾電流,只能由剩余的存儲電荷和重組速率設置。拖尾電流的特性主要與漂移區中的過剩載流子的復合衰減壽命相關,過剩載流子壽命隨溫度變化的經驗公式為:
計算公式5 
式中:τ(to)為過剩載流子初始壽命,To為初始溫度。
  由此可知,在IGBT關斷過程中,結溫越髙,過剩載流子的壽命越長,從而導致關斷時的電流下降過程變得緩慢,電流拖尾時間越久,關斷時間延長。還有一方面的原因是IGBT模塊內部PNP晶體管的電流增益隨結溫升高而增大,造成集電極電流的衰減起點很高,延長了關斷時間。由以上分析可知,結溫升高,關斷瞬態集電極電流變化率變小。IGBT關斷過程中,電流變化率與換流回路雜散電感的乘積,疊加在直流電壓上產生集電極電壓尖峰。
計算公式6 
由式(6)可知,隨著IGBT結溫的升高,關斷時的電壓尖峰會有所減小。電壓變化率模型為:
計算公式7 
  式(7)中,k1由空穴擴散系數決定,;k1與空穴擴散系數都隨著溫度的增大而減小。K2與雙極遷移率有關,隨溫度的增大而增大。Tana,β也是與半導體相關的參量,都隨溫度的增大而增大。耗盡層電容Cdep隨uce的增大而增大。K1的變化相對其他參數而言,對電壓變化率的影響較小。由此可知,溫度升高,關斷過程中集射極的電壓變化率減小。
  使用曲線追蹤儀測得不同溫度下IGBT的關斷曲線。集電極電流和集射極電壓曲線見圖3b。
IGBT開通和關斷曲線 
圖3 IGBT開通和關斷曲線
 
2.3 IGBT工作暫態的頻域分析
  IGBT暫態模型可準確地描述開關過程中的電壓和電流變化率,但這種模型計算較為復雜。為簡化分析,在干擾分析中可采用等腰梯形波來近似處理IGBT的開關暫態過程??紤]到IGBT開關過程的上升時間和下降時間,假定如圖4所示的理想梯形函數來近似處理IGBT的開關暫態過程,以梯形波頻譜包絡等效其產生的電磁干擾,見圖5。
IGBT的開關波形 
圖4 IGBT的開關波形
頻譜的包絡 
圖5 頻譜的包絡
 
  等腰梯形干擾電壓的FFT展開式為:
計算公式8 
 
3. 實驗
  功率模塊傳導干擾測試原理圖如圖6所示,測試主電路如圖7示,搭建的測試平臺由信號發生器、開關電源、驅動電路、加熱盤、IGBT模塊、電磁干擾測試接收機、可調電子負載、LISN及可編程直流電源組成。直流電源通過LISN給IGBT模塊提供電源。IGBT模塊、USN、電磁干擾測試接收機放在高1m的測試桌上,IGBT模塊和USN通過接地線與接地平板連接。此外,測試平臺中還有加熱盤,用于對IGBT模塊的加熱。
功率模塊傳導干擾測試原理圖 
圖6 功率模塊傳導干擾測試原理圖
實驗主電路原理圖 
圖7 實驗主電路原理圖
  實驗中使用SKM300GB128D型IGBT。圖7中的各器件參數:Ug由開關電源提供,其值為15V。Udc由可編程直流電源提供,其值為10V。電阻R由可調電子負載提供。設置輸入到驅動電路PWM信號的占空比為50%,頻率為5kHz。
  按照圖1所示的實驗主電路和圖2所示的測試平臺,進行實驗。電子負載選用恒流模式,為了減小IGBT模塊自身產熱造成的誤差,可編程直流電源中設置的電流為0.5A。利用加熱盤對IGBT模塊進行加熱,當加熱盤加熱到測量溫度后,穩定一段時間再觸發PWM波,使IGBT模塊正常工作,并測試IGBT模塊產生的電磁干擾。經估算,在ic較小的情況下,一次開關動作的能耗不足以改變結溫,認為此時器件結溫與殼溫相等。測量IGBT模塊在不同溫度下,回路中產生的電磁干擾。其中IGBT模塊殼溫為20℃,60℃,100℃,120℃時,回路中產生的電磁干擾情況見圖8。
電磁干擾曲線 
圖8 電磁干擾曲線
  可見,在IGBT模塊正常工作時,溫度越高,回路中產生的電磁干擾強度越小。
  對不同溫度下測得的數據進行處理,見圖9。
不同溫度下的干擾強度曲線 
圖9 不同溫度下的干擾強度曲線
 
  由圖可知,在0.15~30MHz的頻率范圍內,隨著溫度的升髙,回路中的電磁干擾強度也隨之減小,在低頻段內電磁干擾強度減小更為顯著,高頻段內電磁千擾強度略微減小。
 
4. 結論
  研宄了IGBT模塊不同溫度下的電磁干擾特性,并進行實驗驗證得到結論,在IGBT模塊正常工作的情況下,隨著溫度的升高,回路中產生的電磁干擾強度減小。在工程實際當中,實時檢測IGBT模塊的溫度較為困難,但當進行電磁干擾測試時,根據回路中電磁干擾的變化可掌握IGBT模塊的結溫變化情況,從而及時調整系統工作狀態,合理利用冷卻系統將結溫控制在安全范圍內,避免了IGBT模塊因熱量不能及時耗散,溫度升高而失效,對于指導IGBT器件的工程應用具有一定意義。




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